Научная литература
booksshare.net -> Добавить материал -> Физика -> Варакин Л.Е. -> "Системы связи с шумоподобными сигналами " -> 86

Системы связи с шумоподобными сигналами - Варакин Л.Е.

Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами — М.: Радио и связь, 1985. — 384 c.
Скачать (прямая ссылка): sistemisvyazishumopodobnimi1985.djvu
Предыдущая << 1 .. 80 81 82 83 84 85 < 86 > 87 .. 88 >> Следующая

максимум в середине может в 4/я=1,27 раз превышать максимальное значение
спектра. Следовательно, суммарная спектральная плотность при Fo - l/T0
будет неравномерна. Но из сравнения рис. 10.9,а и б видно, что
неравномерность спектра во втором случае, когда Fo=2/Jo, будет
значительно больше, чем в первом. Поэтому рассмотрим только второй случай
и определим потери для Fo.
Ширину спектра ДЧ сигнала определим так, как это показано на рис. 10.9.
Для первого случая F- (М-\-1)/То, а для второго
При таком определении ширины спектра не учитываются боковые лепестки
крайних спектров. Энергия, заключенная в этих лепестках, очень мала и ею
можно пренебречь. Потери для ДЧ сигналов и расстройки F0 = 2/T0 [70]
где Si (я) = 1,85.
Заменяя F=2M/T0 и Т=Мто, получаем для ДЧ сигналов Ь = =0,694 или Ь=-1,58
дБ. При сравнении полученного результата с потерями для ФМ сигналов
видно, что ДЧ сигналы характеризуются меньшими потерями, так как для ФМ
сигналов необходимо иметь ?=2-ь4. Если же использовать ДЧ сигналы с
расстройкой Ео=1/70 между спектрами, то при этом потери будут еще меньше.
Следовательно, ДЧ сигналы лучше используют отведенную полосу частот и
обладают меньшими потерями, чем ФМ сигналы.
Влияние потерь на параметры систем связи. В системах связи с ШПС потери
можно компенсировать либо за счет дальнейшего расширения полосы частот F,
либо за счет снижения скорости передачи информации W. Допустим, что
осуществляется некогерентный прием р. ортогональных ШПС с заданной
вероятностью ошибки на одну двоичную единицу информации Р0ш г- Можно
показать, что относительная ширина спектра в такой системе связи
F 1 Г 1 In (4 Рош г) 1 n i_ п
F-2M/T0.
Наличие потерь b эквивалентно уменьшению мощности сигнала Рс и может быть
компенсировано увеличением ширины полосы частот до величины F/b или
уменьшением скорости передачи Информации до величины Wb.
Из результатов приведенных исследований следует, что из-за
неравномерности спектров ШПС потери могут достигать значений 1,5,..., 6
дБ. Такие потери нельзя считать допустимыми, так как они обусловлены
неудачным выбором сигналов. Поэтому выбор ШПС для систем связи должен
предусматривать оптимизацию по спектру таких сигналов, так как чем меньше
'неравномерность спектра, тем меньше потери.
11. АДАПТИВНЫЙ ПРИЕМ ШПС
11.1. Основы адаптивного приема ШПС
При адаптивном приеме ШПС необходимо анализировать совместное
распределение помехи и сигнала на частотно-временной плоскости (см. рис.
10.1, 10.2) и в зависимости от конкретного распределения в соответствии с
(10.43) изменять коэффициент передачи согласованного фильтра. Реализация
адаптивного приемника, в состав которого входит согласованный фильтр с
переменным коэффициентом передачи, наиболее проста в том случае, когда
такой фильтр является многоканальным, причем в каждом канале все
частотно-зависимые элементы остаются постоянными, а изменяется только
коэффициент усиления.
Каноническая схема адаптивного приемника приведена на рис. 11.1 [5, 64,
65, 69]. Он состоит из М каналов, в каждом из которых есть элементный
согласованный фильтр (СФ), линия задержки и усилитель (Ус) с
переменным коэффициентом усиления.
Согласованные фильтры СФь ..., СФМ определены для ЧВЭ сигнала, а линии
задержки компенсируют время задержки ЧВЭ, т. е. в
момент окончания сигнала (t - = Т) пики автокорреляционных функций (АКФ)
элемен-тов совпадают и осуществляется когерентное накопление. Анализатор
каналов (АК) в момент окончания сигналов
производит анализ отсчетов
напряжений на выходах СФ и Рис. 11.1. Адаптивный приемник по принятому
алгоритму устанавливает коэффициенты усиления, т. е. веса, с которыми
напряжения на выходах фильтров входят в общую сумму.
Помехоустойчивость адаптивного приемника при действии помех, энергия
которых каким-то образом сосредоточена в отдельных ЧВЭ базисного
прямоугольника (см. рис. 10.1), зависит от
210
СФ1-*- гу
ГТ-СЦ -1 :
ч%нш
?
37
?
д
+
ДК
¦числа совпадений ЧВЭ сигнала и помехи и от отношения сигнал-помеха на
выходе СФ (элементное отношение сигнал-помеха). Для определения числа
совпадений необходимо проанализировать те ЧВЭ, в которых сосредоточена
энергия сигнала. В табл. 11.1 ¦приведены число А анализируемых ЧВЭ для
рассматриваемых типов сигналов, а также базы элементных согласованных
фильтров (см. также табл. 10.1).
Для ДСЧ-ЧМ и ДСЧ-ФМ сигналов предполагалось К=М. Число анализируемых ЧВЭ
определялось путем наложения рис. 10.1 на рис. 10,2,а... г. Как видно из
табл. 11.1, наименьшее число анализируемых ЧВЭ требуется для сигналов
ДСЧ-ЧМ и ДСЧ-ФМ.
Таблица 11.1. Число анализируемых ЧВЭ
Таблица 11.2. Число совпадений
Тип сигнала Число анализируемых ЧВЭ А База элементного согласованного
фильтра
ФМ М2 N/M2
ДЧ М<Л<М2 •2>ЩМг
ДСЧ-ЧМ м щм
ДСЧ-ФМ м S
Тип сигнала Число совпадений Относительное число совпадений Среднее
число совпадений Среднее значение относительного числа совпадений
Узкополосная (импульсная) помеха Структурная помеха
Предыдущая << 1 .. 80 81 82 83 84 85 < 86 > 87 .. 88 >> Следующая

Реклама

c1c0fc952cf0704ad12d6af2ad3bf47e03017fed

Есть, чем поделиться? Отправьте
материал
нам
Авторские права © 2009 BooksShare.
Все права защищены.
Rambler's Top100

c1c0fc952cf0704ad12d6af2ad3bf47e03017fed